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理解功率MOSFET的开关损耗


MOSEFT 分析:理解功率 MOSFET 的开关损耗
本文详细分析计算开关损耗,并论述实际状态下功率 MOSFET 的开通过程和自然 零电压关断的过程, 从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解 MOSFET。 MOSFET 开关损耗 1 开通过程中 MOSFET 开关损耗 功率 MOSFET 的栅极电荷特性如图 1 所示。值得注意的是:下面的开通过程对应 着 BUCK 变换器上管的开通状态,对于下管是 0 电压开通,因此开关损耗很小, 可以忽略不计。

a 图 1 MOSFET 开关过程中栅极电荷特性 开通过程中,从 t0 时刻起,栅源极间电容开始充电,栅电压开始上升,栅极电 压为

其中: ,VGS 为 PWM 栅极驱动器的输出电压,Ron 为 PWM 栅极驱动器内部串联导通电阻,Ciss 为 MOSFET 输入电容,Rg 为 MOSFET 的栅极 电阻。 VGS 电压从 0 增加到开启阈值电压 VTH 前,漏极没有电流流过,时间 t1 为

VGS 电压从 VTH 增加到米勒平台电压 VGP 的时间 t2 为

VGS 处于米勒平台的时间 t3 为

t3 也可以用下面公式计算:

注意到了米勒平台后,漏极电流达到系统最大电流 ID,就保持在电路决定的恒 定最大值 ID,漏极电压开始下降,MOSFET 固有的转移特性使栅极电压和漏极电 流保持比例的关系,漏极电流恒定,因此栅极电压也保持恒定,这样栅极电压不 变,栅源极间的电容不再流过电流,驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平 台后,MOSFET 完全导通,栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束,就继续 地增大,直到等于驱动电路的电源的电压。 MOSFET 开通损耗主要发生在 t2 和 t3 时间段。下面以一个具体的实例计算。输 入电压 12V,输出电压 3.3V/6A,开关频率 350kHz,PWM 栅极驱动器电压为 5V, 导通电阻 1.5Ω,关断的下拉电阻为 0.5Ω,所用的 MOSFET 为 AO4468,具体参 数为 Ciss=955pF,Coss=145pF,Crss=112pF,Rg=0.5Ω;当 VGS=4.5V,Qg=9nC; 当 VGS=10V,Qg=17nC,Qgd=4.7nC,Qgs=3.4nC;当 VGS=5V 且 ID=11.6A,跨导 gFS=19S;当 VDS=VGS 且 ID=250μA,VTH=2V;当 VGS=4.5V 且 ID=10A, RDS(ON)=17.4mΩ。 开通时米勒平台电压 V :
PG

计算可以得到电感 L=4.7μH.,满载时电感的峰峰电流为 1.454A,电感的谷点电 流为 5.273A,峰值电流为 6.727A,所以,开通时米勒平台电压 V =2+5.273/19=2.278V,可以计算得到:
PG

开通过程中产生开关损耗为

开通过程中,Crss 和米勒平台时间 t3 成正比,计算可以得出米勒平台所占开通 损耗比例为 84%,因此米勒电容 Crss 及所对应的 Qgd 在 MOSFET 的开关损耗中起 主导作用。Ciss=Crss+Cgs,Ciss 所对应电荷为 Qg。对于两个不同的 MOSFET, 两个不同的开关管,即使 A 管的 Qg 和 Ciss 小于 B 管的,但如果 A 管的 Crss 比 B 管的大得多时,A 管的开关损耗就有可能大于 B 管。因此在实际选取 MOSFET 时,需要优先考虑米勒电容 Crss 的值。 减小驱动电阻可以同时降低 t3 和 t2,从而降低开关损耗,但是过高的开关速度 会引起 EMI 的问题。提高栅驱动电压也可以降低 t3 时间。降低米勒电压,也就 是降低阈值开启电压,提高跨导,也可以降低 t3 时间从而降低开关损耗。但过 低的阈值开启会使 MOSFET 容易受到干扰误导通,增大跨导将增加工艺复杂程度 和成本。 2 关断过程中 MOSFET 开关损耗 关断的过程如图 1 所示,分析和上面的过程相同,需注意的就是此时要用 PWM 驱动器内部的下拉电阻 0.5Ω 和 Rg 串联计算,同时电流要用最大电流即峰值电 流 6.727A 来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值: VGP=2+6.727/19=2.354V。

关断过程中产生开关损耗为:

Crss 一定时,Ciss 越大,除了对开关损耗有一定的影响,还会影响开通和关断 的延时时间,开通延时为图 1 中的 t1 和 t2,图 2 中的 t8 和 t9。

图 2 断续模式工作波形 产生开关损耗与对开关过程的影响 Coss 产生开关损耗与对开关过程的影响 1 Coss 产生的开关损耗 通常,在 MOSFET 关断的过程中,Coss 充电,能量将储存在其中。Coss 同时也影 响 MOSFET 关断过程中的电压的上升率 dVDS/dt,Coss 越大,dVDS/dt 就越小, 这样引起的 EMI 就越小。反之,Coss 越小,dVDS/dt 就越大,就越容易产生 EMI 的问题。 但是,在硬开关的过程中,Coss 又不能太大,因为 Coss 储存的能量将在 MOSFET 开通的过程中,放电释放能量,将产生更多的功耗降低系统的整体效率,同时在 开通过程中,产生大的电流尖峰。 开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力,瞬态过程中有可能损坏 MOSFET, 同时还会产生电流干扰,带来 EMI 的问题;另外,大的开通电流尖峰也会给峰值 电流模式的 PWM 控制器带来电流检测的问题,需要更大的前沿消隐时间,防止电 流误检测,从而降低了系统能够工作的最小占空比值。 Coss 产生的损耗为:

对于 BUCK 变换器,工作在连续模式时,开通时 MOSFET 的电压为输入电源电压。 当工作在断续模式时,由于输出电感以输出电压为中心振荡,Coss 电压值为开 通瞬态时 MOSFET 的两端电压值,如图 2 所示。

2 Coss 对开关过程的影响 图 1 中 VDS 的电压波形是基于理想状态下, 用工程简化方式来分析的。 由于 Coss 存在,实际的开关过程中的电压和电流波形与图 1 波形会有一些差异,如图 3 所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下,以工程简化方式,认为 VDS 在 t7 时间段内线性地从最小值上升到输入电压, 电流在 t8 时间段内线性地从最 大值下降到 0。

图 3 MOSFET 开关过程中实际波形 实际过程中,由于 Coss 影响,大部分电流从 MOSFET 中流过,流过 Coss 的非常 小,甚至可以忽略不计,因此 Coss 的充电速度非常慢,电流 VDS 上升的速率也 非常慢。也可以这样理解:正是因为 Coss 的存在,在关断的过程中,由于电容 电压不能突变,因此 VDS 的电压一直维持在较低的电压,可以认为是 ZVS,即 0 电压关断,功率损耗很小。 同样的,在开通的过程中,由于 Coss 的存在,电容电压不能突变,因此 VDS 的 电压一直维持在较高的电压,实际的功率损耗很大。 在理想状态的工程简化方式下,开通损耗和关断损耗基本相同,见图 1 中的阴影 部分。而实际的状态下,关断损耗很小而开通损耗很大,见图 3 中的阴影部分。 从上面的分析可以看出:在实际的状态下,Coss 将绝大部分的关断损耗转移到 开通损耗中, 但是总的开关功率损耗基本相同。 4 波形可以看到, 图 关断时, VDS 的电压在米勒平台起始时,电压上升速度非常慢,在米勒平台快结束时开始快速 上升。

图 4 非连续模式开关过程中波形

Coss 越大或在 DS 极额外的并联更大的电容,关断时 MOSFET 越接近理想的 ZVS, 关断功率损耗越小,那么更多能量通过 Coss 转移到开通损耗中。为了使 MOSFET 整个开关周期都工作于 ZVS,必须利用外部的条件和电路特性,实现其在开通过 程的 ZVS。如同步 BUCK 电路下侧续流管,由于其寄生的二极管或并联的肖特基 二极管先导通,然后续流的同步 MOSFET 才导通,因此同步 MOSFET 是 0 电压导通 ZVS,而其关断是自然的 0 电压关断 ZVS,因此同步 MOSFET 在整个开关周期是 0 电压的开关 ZVS,开关损耗非常小,几乎可以忽略不计,所以同步 MOSFET 只有 RDS(ON)所产生的导通损耗,选取时只需要考虑 RDS(ON)而不需要考虑 Crss 的 值。 注意到图 1 是基于连续电流模式下所得到的波形,对于非连续模式,由于开通前 的电流为 0,所以,除了 Coss 放电产生的功耗外,没有开关的损耗,即非连续 模式下开通损耗为 0。但在实际的检测中,非连续模式下仍然可以看到 VGS 有米 勒平台,这主要是由于 Coss 的放电电流产生的。Coss 放电快,持续的时间短, 这样电流迅速降低,由于 VGS 和 ID 的受转移特性的约束,所以当电流突然降低 时,VGS 也会降低,VGS 波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑,并伴随着 振荡。


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